實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)面臨的問題、考慮的因素比這里列出的多得多。羅馬不是一天建成的，所以需要日積月累的。
異常情況的思考
1、 電流倒灌
集成電路的典型模型如下：
1、 D1在大多數(shù)CMOS集成電路中起著防靜電功能.同時(shí)輔助起著輸入端限幅作用。但是在ABT,LVT,LVC和AHC/AHCT類集成電路中無此二極管。
2、D2是半導(dǎo)體集成所產(chǎn)生的寄生二極管(存在于所有數(shù)字集成電路),其輔助功能為對線路反射的下沖信號進(jìn)行限幅，提供一些放電保護(hù)功能。
3、D3用于保護(hù)CMOS電路在放電時(shí)的干擾。在大多數(shù)雙極性器件中也存在此二極管，但為寄生二極管。在集電極開路和三態(tài)輸出的雙極性器件中無此二極管。
4、D4在所有集成電路中均存在此二極管。它是器件的集電極或漏極的二極管。在雙極性器件中還附加了一個(gè)肖特基二極管對線路反射的下沖信號進(jìn)行限幅。在CMOS電路中附加了二極管以增加防靜電功能。
電流倒灌產(chǎn)生的原因：
當(dāng)使用CMOS型器件作為接口芯片在如下圖所示的電路中使用時(shí)，如果Vcc2斷電，Vcc1繼續(xù)供給G1，G1的高電平輸出電流將通過D1向Vcc2上的電容充電（該充電電流將使D1迅速過載并使其損壞。CMOS器件中D1只能承受20mA的電流）并在Vcc2上建立一電壓，該電壓使使用Vcc2供電的其它電路工作不正常，特別使可編程器件。
解決措施：
如圖（a）：在信號線上加一個(gè)幾歐姆的限流電阻，可防止過流損壞二極管D1，但不能解決灌流在Vcc上建立電壓；
如圖（b）：在信號線上加二極管D3及上拉電阻R，D3用于阻斷灌流通路，R解決前級輸出高電平時(shí)使G1的輸入保持高電平。此方法即可解決灌流損壞二極管D1的問題，又可解決灌流在Vcc上建立電壓。缺點(diǎn)是二極管D3的加入降低了G1的低電平噪聲容限；
如圖（c）：在G1的電源上增加二極管D7。缺點(diǎn)是前級輸出高電平時(shí)，G1通過D1獲得電壓并從輸出高電平給后級電路。同時(shí)降低了G1的供電電壓，使其在正常使用時(shí)高電平輸出電壓降低。
最有效的解決方法是使用雙極型的器件（如LS器件，ABT器件）作為接口，由于雙極型器件沒有保護(hù)二極管D1存在，故不存在上述灌流通路。需要注意的是這時(shí)接口的輸入、輸出信號線上不能加上拉電阻（雙極型器件輸入懸空當(dāng)高電平對待）。
2、 熱插拔設(shè)計(jì)
Ø熱插拔對電源的影響
電路板上電或熱插拔時(shí)會從電源拉出很大的啟動(dòng)電流并導(dǎo)致電源電壓的波動(dòng)，此現(xiàn)象控制不當(dāng)將影響系統(tǒng)中其它電路的正常使用，甚至導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)的損壞。
熱插拔電路的最低要求是提供浪涌電流限制，防止在大的容性負(fù)載加電時(shí)整個(gè)系統(tǒng)損壞。限流功能還有助于減小供電電源的尺寸，并防止在連接器接觸時(shí)產(chǎn)生電弧。其它熱插拔特性還包括：低等效串聯(lián)電阻、斷路器、狀態(tài)指示、雙插入點(diǎn)檢測和電源就緒指示。
目前我公司的產(chǎn)品除個(gè)別處理機(jī)對電源采取上電限流措施外，其余電路板使用PTC對負(fù)載過流進(jìn)行限制，但沒有上電限流措施。
最簡單的限流元件是保險(xiǎn)絲，它可以單獨(dú)使用或與其它保護(hù)元件配合使用，由于保險(xiǎn)絲可以有效地防止過流的沖擊，它們在系統(tǒng)中既是必須的(如UL 標(biāo)準(zhǔn)的規(guī)定)，也是系統(tǒng)遇到災(zāi)難性故障時(shí)的最終防線。標(biāo)準(zhǔn)保險(xiǎn)絲的主要缺陷是只能一次性使用，另外一種可替代的小型器件是多重保險(xiǎn)絲，這種保險(xiǎn)絲的物理尺寸可以根據(jù)流過其自身電流所產(chǎn)生的熱量而膨脹或縮短，多重保險(xiǎn)絲的工作電壓范圍受溫度的限制，但它能夠自復(fù)位，這是相對于標(biāo)準(zhǔn)保險(xiǎn)絲的最大優(yōu)點(diǎn)。
普通熱插拔電路由電容、齊納管和FET 構(gòu)成，如下圖所示。通過對連接在Q1 柵、源極之間的電容C1 充電達(dá)到限制浪涌電流的目的。如果上電期間C1 放電，Q1 的柵極與源極相當(dāng)于短路，Q1 將維持開路。C1 充電時(shí)，Vgs增大，Q1 緩慢開啟。C1 的大小和Q1 的Vgs指標(biāo)確定了Q1 的開啟時(shí)間和負(fù)載電容C2 的充電時(shí)間。齊納管ZD1 用于防止柵-源電壓超出其最大額定值。
Ø接口IC的熱插拔
電路板上電或熱插拔時(shí)如果處理不當(dāng)，會通過信號線對系統(tǒng)中的其它電路板的正常使用造成影響，也可能造成接口IC的軟損傷或硬損壞。所以在系統(tǒng)及電路板設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)盡量滿足以下要求：
電路板在熱插拔時(shí)必須保證地端子首先連接，這是電路板正常工作的基礎(chǔ)。在多電源系統(tǒng)，特別是有負(fù)電源同時(shí)使用的系統(tǒng)中，如果熱插拔時(shí)不能保證電路板的地端子首先連接，則應(yīng)盡量不在電路板的負(fù)電源上使用大容量的電容，因?yàn)樵诖饲闆r下可能使電路板的地電位偏離到負(fù)電位，使接口IC的輸入、輸出管腳對地電壓超過其耐受范圍，造成接口IC管腳的損壞。
1、使用輸入或輸出端不帶對電源保護(hù)二極管的IC；
2、使用具有上電三態(tài)功能的IC。
正確的電路板上電次序應(yīng)為：
首先連接電路板的地；
其次連接電路板的電源；
連接電路板的復(fù)位端子；
最后連接電路板的信號端子；
3、 過流保護(hù)
過流保護(hù)技術(shù)在電源設(shè)計(jì)中使用較普遍，在電路板設(shè)計(jì)中可以借鑒。由于器件工作不正常或故障損壞等原因可能造成電路板電源過流，對此如果不加以限制可能給系統(tǒng)帶來災(zāi)難性后果。
在電路板的電源入口處串聯(lián)小阻值的PTC元件可對電源進(jìn)行有效保護(hù)，當(dāng)電路板產(chǎn)生過流時(shí)，流過PTC的電流增大，使PTC溫度升高，同時(shí)其阻值增大，限制電流的進(jìn)一步增加，使進(jìn)入電路板內(nèi)的電流限制在一個(gè)較小的范圍內(nèi)，對電路板可有效起到保護(hù)作用，同時(shí)不至于影響其它電路板的正常工作。使用PTC的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是可重復(fù)性，當(dāng)過流條件不存在后，PTC的溫度下降，阻值回到常態(tài)，不影響其正常使用。
選擇PTC時(shí)需要注意其耐壓、不動(dòng)作電流及靜態(tài)電阻和動(dòng)作時(shí)間。
案例：我們OC的輸出，控制電磁閥。電磁閥一端接12V，一端接OC輸出。但是在安裝過程中，時(shí)常出現(xiàn)：由于施工不小心，OC直接與12V短路，導(dǎo)致三極管、或者M(jìn)OS管，直接失效，導(dǎo)致現(xiàn)場大量三極管燒毀。
經(jīng)過優(yōu)化，可以通過下面電路，預(yù)防過流，導(dǎo)致三極管損毀。
高速信號設(shè)計(jì)的思考
4、信號完整性
電信號（電流、電壓信號）在沿導(dǎo)線傳輸?shù)倪^程中，由于分布電感、電容和電阻的存在，導(dǎo)線上各點(diǎn)的電信號并不能馬上建立，而是有一定的滯后，離信號源越遠(yuǎn)，電壓波和電流波到達(dá)的時(shí)間越晚。當(dāng)導(dǎo)線的阻抗有變化（如背板線與電路板內(nèi)的信號線、接插件等）或負(fù)載阻抗與線路阻抗不匹配時(shí)，將對電信號產(chǎn)生反射和折射。
如下圖所示，由于反射波的存在，始端輸入信號并不是理想的階躍電壓，而是具有一定前沿時(shí)間的脈沖信號。
上圖中信號的寬度大于信號的傳輸延遲（36nS），若信號寬度小于信號的傳輸延遲，信號將不能傳輸?shù)浇K點(diǎn)，系統(tǒng)將失控。
最大匹配線長度計(jì)算：
方法1：
定義：信號在傳輸線上的反射波的振蕩過程如果在芯片的傳輸延遲時(shí)間內(nèi)，反射波將不影響芯片的工作，將信號在傳輸時(shí)間內(nèi)所傳播的距離稱作最大匹配線長度，當(dāng)傳輸線超過匹配長度時(shí)，稱為長線傳輸，此時(shí)需要考慮采取措施抑制反射波干擾。
lmax的長度表示為：
式中：tPD――數(shù)字電路的傳輸延遲時(shí)間（ns）
V――電磁波速度，（1.4~2）×108m/s
K――經(jīng)驗(yàn)常數(shù)，取k＝4～5
例如，取k＝4，v＝2×108m/s，求得下面幾組最大匹配線長度：
對于TTL系列電路而言，其動(dòng)作時(shí)間為5～10ns，CMOS系列電路的動(dòng)作時(shí)間為25～50ns，HC系列電路的動(dòng)作時(shí)間與TTL系列相仿。系統(tǒng)中往往是多種系列器件混合使用，故應(yīng)以TTL系列器件對應(yīng)的lmax為準(zhǔn)。所以傳輸線長度lmax可取25cm。也就是說，當(dāng)傳輸線長度超過25cm時(shí)，應(yīng)采取抑制反射波干擾措施。
方法2：
定義：如果信號在傳輸線上往返一次的時(shí)間比信號的上升時(shí)間短，則認(rèn)為該傳輸線不匹配也不會對信號產(chǎn)生影響。
如下圖所示，就同一條線路而言，具有不同上升時(shí)間（下降時(shí)間）的數(shù)字電路驅(qū)動(dòng)相同的負(fù)載（3英寸長的無匹配信號線，負(fù)載電容15pF），其輸出信號的波形大不相同。上一個(gè)波形表示1986年生產(chǎn)的驅(qū)動(dòng)器的（上升/下降時(shí)間為5ns）輸出波形，波形很好，可以使用；下一個(gè)波形表示1996年生產(chǎn)的驅(qū)動(dòng)器（上升/下降時(shí)間為1/2ns）的輸出波形，波形很差，不能使用。
《High Speed Digital Design》一書中推薦的最大傳輸線計(jì)算公式如下
lmax=（V×tr/6）×10－9（m）
式中：V：電磁波傳播速度（3×108m/s）；
tr：信號上升時(shí)間，即從10％上升到90％的時(shí)間（ns）；
注：該計(jì)算公式與數(shù)字電路的傳輸延遲時(shí)間無關(guān)。并且將信號在傳輸線上往返一次的時(shí)間限制在信號上升時(shí)間的1/3內(nèi)。
例如：設(shè)一器件的tr為10ns,則當(dāng)其驅(qū)動(dòng)的信號線長度大于50cm時(shí)就需要當(dāng)長線傳輸來對待；而對一個(gè)tr為1ns的器件,則當(dāng)其驅(qū)動(dòng)的信號線長度大于5cm時(shí)就需要當(dāng)長線傳輸來對待。
需要注意的是：兩種長線的計(jì)算方式都與信號的頻率無關(guān)
信號在傳輸線上的反射情況分析：
根據(jù)電壓反射系數(shù)的定義有
Fv＝（Z2－Z1）/（Z2＋Z1）
當(dāng)傳輸線特性阻抗Z1與負(fù)載阻抗Z2相等（匹配）時(shí)，電壓反射系數(shù)為零，即此時(shí)不會發(fā)生反射；
當(dāng)Z2＜Z1時(shí)，電壓反射系數(shù)為負(fù)值，即反射電壓為負(fù)，隨著反射的進(jìn)行，電壓迅速達(dá)到平衡狀態(tài)。特殊情況Z2＝0，反射系數(shù)Fv＝－1，電壓反射一次后終端電壓即達(dá)到零狀態(tài)。由此可見，降低負(fù)載電阻由助于消弱反射干擾；
當(dāng)Z2＞Z1時(shí)，電壓反射系數(shù)為正值，即反射電壓為正。特殊情況Z2＝∞，即負(fù)載處于開路，反射系數(shù)Fv＝1，這樣，反射過程將是一個(gè)持續(xù)的振蕩過程。由此可見，當(dāng)負(fù)載電阻很大時(shí)，對抑制反射干擾十分不利。
CMOS系列或HC系列器件的輸入阻抗很高，在使用中除容易引起靜電干擾外，還容易傳輸反射波干擾，因此在長線傳輸使用時(shí)需要注意采取相應(yīng)措施如輸入引腳對電源或地接入負(fù)載電阻以降低輸入阻抗；或者直接采用長線驅(qū)動(dòng)型器件。
常用的抑制或削弱反射波干擾的方法有：
1、阻抗匹配：
根據(jù)反射理論，當(dāng)傳輸線的特性阻抗與負(fù)載電阻相等時(shí)，反射將不會發(fā)生。
即阻抗不匹配是造成信號在傳輸線上反射的原因。實(shí)際的電路實(shí)現(xiàn)中阻抗不匹配是絕對的，而匹配是相對的。
引起阻抗不匹配的原因有多種，由驅(qū)動(dòng)源、傳輸線和負(fù)載的阻抗不同可引起阻抗不匹配、傳輸線的不連續(xù)，例如導(dǎo)通孔、短截線也可引起阻抗不匹配；另外由于返回路徑上局部電感、電容的變化、返回路徑不連續(xù)也會導(dǎo)致阻抗不連續(xù)。其中，由驅(qū)動(dòng)源、傳輸線和負(fù)載的阻抗不同引起的阻抗不匹配是最主要的原因。
阻抗匹配方法有以下幾種：
2、采用輸入/輸出驅(qū)動(dòng)器
如下圖所示，當(dāng)A點(diǎn)為低電平時(shí)，反射波從B向A傳輸。由于此時(shí)驅(qū)動(dòng)器的輸出阻抗幾乎為零，反射信號一到達(dá)該輸出端就有相當(dāng)部分被吸收掉，只剩下部分信號繼續(xù)反射。也就時(shí)說，由于反射信號遇到的時(shí)低阻抗，它的反射能力大大減弱。當(dāng)A點(diǎn)為高電平時(shí)，發(fā)送器的輸出阻抗很大，可視為開路，為了降低接收器的輸入阻抗，接入一個(gè)負(fù)載電阻，這樣就大大削弱了反射波的干擾。
3、降低輸入阻抗
如下圖所示，當(dāng)驅(qū)動(dòng)器輸出低電平時(shí)，A點(diǎn)對地阻抗很低；當(dāng)驅(qū)動(dòng)器輸出高電平時(shí)，B點(diǎn)對地阻抗也很低。由此可見，無論是輸出高電平還是低電平，反射波都將很快衰減。
4、采用光電耦合
除可有效抑制反射波干擾外，還實(shí)現(xiàn)了信號地隔離。
5、采用差分傳輸技術(shù)
使用差分信號進(jìn)行長線傳輸有一個(gè)很重要的原因是噪聲以共模的方式在一對差分線上耦合出現(xiàn)，并在接收器中相減從而可消除噪聲。
常用的差分傳輸技術(shù)有ECL、PECL、LVDS及GLVDS.
ECL和PECL技術(shù)的信號擺幅依賴于供電電壓，ECL要求負(fù)的供電電壓，PECL使用正的供電電壓。
GLVDS是一種發(fā)展中的尚未確定的新技術(shù)，使用500mV的供電電壓可提供250mV 的信號擺幅。
LVDS物理接口使用1.2V偏置提供400mV擺幅的信號，其驅(qū)動(dòng)器和接收器不依賴于特定的供電電壓。LVDS驅(qū)動(dòng)器由一個(gè)驅(qū)動(dòng)差分線對的電流源組成，通常電流為3.5mA，接收器具有很高的輸入阻抗，因此驅(qū)動(dòng)器輸出的電流大部分都流過100Ω的匹配電阻，并在接收器的輸入端產(chǎn)生大約350mA 的電壓。當(dāng)驅(qū)動(dòng)器翻轉(zhuǎn)時(shí)，它改變流經(jīng)電阻的電流方向，因此產(chǎn)生有效的邏輯″1″和邏輯″0″狀態(tài)。低擺幅驅(qū)動(dòng)信號實(shí)現(xiàn)了高速操作并減小了功率消耗，差分信號提供了適當(dāng)噪聲邊緣和功率消耗大幅減少的低壓擺幅。終端電阻100Ω，不僅終止了環(huán)流信號，同時(shí)防止信號在終端發(fā)生反射。如下圖所示：
差分傳輸方式的終端匹配方法比較：
如下圖所示的兩種差分傳輸方式的終端方法，第一種方法采用單電阻終端，第二種方法采用雙電阻終端。
第一種方法對差模信號進(jìn)行匹配，但不對共模信號匹配。在共模干擾比較理想的情況（干擾信號同時(shí)到達(dá)A、B線，并且幅度相同）下可以很好的工作，但由于布線等原因造成A、B傳輸線受干擾情況不完全一致時(shí)，干擾信號會在傳輸線上來回反射，特別是在傳輸時(shí)鐘信號，并且傳輸線延時(shí)等于1/4時(shí)鐘周期時(shí)，干擾信號可能在線路上來會反射形成自激。
第二種方法對每條傳輸線單獨(dú)進(jìn)行匹配，該方法對共模信號和差模信號同時(shí)匹配，故不會在傳輸線上產(chǎn)生反射。
5、電源完整性
1.為什么要重視電源噪聲問題
芯片內(nèi)部有成千上萬個(gè)晶體管，這些晶體管組成內(nèi)部的門電路、組合邏輯、寄存器、計(jì)數(shù)器、延遲線、狀態(tài)機(jī)、以及其他邏輯功能。隨著芯片的集成度越來越高，內(nèi)部晶體管數(shù)量越來越大。芯片的外部引腳數(shù)量有限，為每一個(gè)晶體管提供單獨(dú)的供電引腳是不現(xiàn)實(shí)的。芯片的外部電源引腳提供給內(nèi)部晶體管一個(gè)公共的供電節(jié)點(diǎn)，因此內(nèi)部晶體管狀態(tài)的轉(zhuǎn)換必然引起電源噪聲在芯片內(nèi)部的傳遞。
對內(nèi)部各個(gè)晶體管的操作通常由內(nèi)核時(shí)鐘或片內(nèi)外設(shè)時(shí)鐘同步，但是由于內(nèi)部延時(shí)的差別，各個(gè)晶體管的狀態(tài)轉(zhuǎn)換不可能是嚴(yán)格同步的，當(dāng)某些晶體管已經(jīng)完成了狀態(tài)轉(zhuǎn)換，另一些晶體管可能仍處于轉(zhuǎn)換過程中。芯片內(nèi)部處于高電平的門電路會把電源噪聲傳遞到其他門電路的輸入部分。如果接受電源噪聲的門電路此時(shí)處于電平轉(zhuǎn)換的不定態(tài)區(qū)域，那么電源噪聲可能會被放大，并在門電路的輸出端產(chǎn)生矩形脈沖干擾，進(jìn)而引起電路的邏輯錯(cuò)誤。芯片外部電源引腳處的噪聲通過內(nèi)部門電路的傳播，還可能會觸發(fā)內(nèi)部寄存器產(chǎn)生狀態(tài)轉(zhuǎn)換。
除了對芯片本身工作狀態(tài)產(chǎn)生影響外，電源噪聲還會對其他部分產(chǎn)生影響。比如電源噪聲會影響晶振、PLL、DLL的抖動(dòng)特性，AD轉(zhuǎn)換電路的轉(zhuǎn)換精度等。解釋這些問題需要非常長的篇幅，本文不做進(jìn)一步介紹，我會在后續(xù)文章中詳細(xì)講解。
由于最終產(chǎn)品工作溫度的變化以及生產(chǎn)過程中產(chǎn)生的不一致性，如果是由于電源系統(tǒng)產(chǎn)生的問題，電路將非常難調(diào)試，因此最好在電路設(shè)計(jì)之初就遵循某種成熟的設(shè)計(jì)規(guī)則，使電源系統(tǒng)更加穩(wěn)健。
2.電源系統(tǒng)噪聲余量分析
絕大多數(shù)芯片都會給出一個(gè)正常工作的電壓范圍，這個(gè)值通常是±5%。例如：對于3.3V電壓，為滿足芯片正常工作，供電電壓在3.13V到3.47V之間，或3.3V±165mV。對于1.2V電壓，為滿足芯片正常工作，供電電壓在1.14V到1.26V之間，或1.2V±60mV。這些限制可以在芯片datasheet中的recommended operating conditions部分查到。這些限制要考慮兩個(gè)部分，第一是穩(wěn)壓芯片的直流輸出誤差，第二是電源噪聲的峰值幅度。老式的穩(wěn)壓芯片的輸出電壓精度通常是±2.5%，因此電源噪聲的峰值幅度不應(yīng)超過±2.5%。當(dāng)然隨著芯片工藝的提高，現(xiàn)代的穩(wěn)壓芯片直流精度更高，可能會達(dá)到±1%以下，TI公司的開關(guān)電源芯片TPS54310精度可達(dá)±1%，線性穩(wěn)壓源AMS1117可達(dá)±0.2%。但是要記住，達(dá)到這樣的精度是有條件的，包括負(fù)載情況，工作溫度等限制。因此可靠的設(shè)計(jì)還是以±2.5%這個(gè)值更把握些。如果你能確保所用的芯片安裝到電路板上后能達(dá)到更高的穩(wěn)壓精度，那么你可以為你的這款設(shè)計(jì)單獨(dú)進(jìn)行噪聲余量計(jì)算。本文著重電源部分設(shè)計(jì)的原理說明，電源噪聲余量將使用±2.5%這個(gè)值。
電源噪聲余量計(jì)算非常簡單，方法如下：
比如芯片正常工作電壓范圍為3.13V到3.47V之間，穩(wěn)壓芯片標(biāo)稱輸出3.3V。安裝到電路板上后，穩(wěn)壓芯片輸出3.36V。那么容許電壓變化范圍為3.47-3.36=0.11V=110mV。穩(wěn)壓芯片輸出精度±1%，即±3.363*1%=±33.6 mV。電源噪聲余量為110-33.6=76.4 mV。
計(jì)算很簡單，但是要注意四個(gè)問題：
第一，穩(wěn)壓芯片輸出電壓能精確的定在3.3V么？外圍器件如電阻電容電感的參數(shù)也不是精確的，這對穩(wěn)壓芯片的輸出電壓有影響，所以這里用了3.36V這個(gè)值。在安裝到電路板上之前，你不可能預(yù)測到準(zhǔn)確的輸出電壓值。
第二，工作環(huán)境是否符合穩(wěn)壓芯片手冊上的推薦環(huán)境？器件老化后參數(shù)還會和芯片手冊上的一致么？
第三，負(fù)載情況怎樣？這對穩(wěn)壓芯片的輸出電壓也有影響。
第四，電源噪聲最終會影響到信號質(zhì)量。而信號上的噪聲來源不僅僅是電源噪聲，反射串?dāng)_等信號完整性問題也會在信號上疊加噪聲，不能把所有噪聲余量都分配給電源系統(tǒng)。所以，在設(shè)計(jì)電源噪聲余量的時(shí)候要留有余地。
另一個(gè)重要問題是：不同電壓等級，對電源噪聲余量要求不一樣，按±2.5%計(jì)算的話，1.2V電壓等級的噪聲余量只有30mV。這是一個(gè)很苛刻的限制，設(shè)計(jì)的時(shí)候要謹(jǐn)慎些。模擬電路對電源的要求更高。電源噪聲影響時(shí)鐘系統(tǒng)，可能會引起時(shí)序匹配問題。因此必須重視電源噪聲問題。
3.電源系統(tǒng)的噪聲來源有三個(gè)方面：
第一，穩(wěn)壓電源芯片本身的輸出并不是恒定的，會有一定的波紋。這是由穩(wěn)壓芯片自身決定的，一旦選好了穩(wěn)壓電源芯片，對這部分噪聲我們只能接受，無法控制。
第二，穩(wěn)壓電源無法實(shí)時(shí)響應(yīng)負(fù)載對于電流需求的快速變化。穩(wěn)壓電源芯片通過感知其輸出電壓的變化，調(diào)整其輸出電流，從而把輸出電壓調(diào)整回額定輸出值。多數(shù)常用的穩(wěn)壓源調(diào)整電壓的時(shí)間在毫秒到微秒量級。因此，對于負(fù)載電流變化頻率在直流到幾百KHz之間時(shí)，穩(wěn)壓源可以很好的做出調(diào)整，保持輸出電壓的穩(wěn)定。當(dāng)負(fù)載瞬態(tài)電流變化頻率超出這一范圍時(shí)，穩(wěn)壓源的電壓輸出會出現(xiàn)跌落，從而產(chǎn)生電源噪聲。現(xiàn)在，微處理器的內(nèi)核及外設(shè)的時(shí)鐘頻率已經(jīng)超過了600兆赫茲，內(nèi)部晶體管電平轉(zhuǎn)換時(shí)間下降到800皮秒以下。這要求電源分配系統(tǒng)必須在直流到1GHz范圍內(nèi)都能快速響應(yīng)負(fù)載電流的變化，但現(xiàn)有穩(wěn)壓電源芯片不可能滿足這一苛刻要求。我們只能用其他方法補(bǔ)償穩(wěn)壓源這一不足，這涉及到后面要講的電源去耦。
第三，負(fù)載瞬態(tài)電流在電源路徑阻抗和地路徑阻抗上產(chǎn)生的壓降。PCB板上任何電氣路徑不可避免的會存在阻抗，不論是完整的電源平面還是電源引線。對于多層板，通常提供一個(gè)完整的電源平面和地平面，穩(wěn)壓電源輸出首先接入電源平面，供電電流流經(jīng)電源平面，到達(dá)負(fù)載電源引腳。地路徑和電源路徑類似，只不過電流路徑變成了地平面。完整平面的阻抗很低，但確實(shí)存在。如果不使用平面而使用引線，那么路徑上的阻抗會更高。另外，引腳及焊盤本身也會有寄生電感存在，瞬態(tài)電流流經(jīng)此路徑必然產(chǎn)生壓降，因此負(fù)載芯片電源引腳處的電壓會隨著瞬態(tài)電流的變化而波動(dòng)，這就是阻抗產(chǎn)生的電源噪聲。在電源路徑表現(xiàn)為負(fù)載芯片電源引腳處的電壓軌道塌陷，在地路徑表現(xiàn)為負(fù)載芯片地引腳處的電位和參考地電位不同（注意，這和地彈不同，地彈是指芯片內(nèi)部參考地電位相對于板級參考地電位的跳變）。
尖峰電流的抑制方法：
1、在電路板布線上采取措施，使信號線的雜散電容降到最小；
2、另一種方法是設(shè)法降低供電電源的內(nèi)阻，使尖峰電流不至于引起過大的電源電壓波動(dòng)；
n通常的作法是使用去耦電容來濾波，一般是在電路板的電源入口處放
一個(gè)1uF～10uF的去耦電容，濾除低頻噪聲；在電路板內(nèi)的每一個(gè)有源器件的電源和地之間放置一個(gè)0.01uF～0.1uF的去耦電容（高頻濾波電容），用于濾除高頻噪聲。濾波的目的是要濾除疊加在電源上的交流干擾，但并不是使用的電容容量越大越好，因?yàn)閷?shí)際的電容并不是理想電容，不具備理想電容的所有特性。
去耦電容的選取可按C=1/F計(jì)算，其中F為電路頻率，即10MHz取0.1uF，100MHz取0.01uF。一般取0.1~0.01uF均可。
放置在有源器件傍的高頻濾波電容的作用有兩個(gè)，其一是濾除沿電源傳導(dǎo)過來的高頻干擾，其二是及時(shí)補(bǔ)充器件高速工作時(shí)所需的尖峰電流。所以電容的放置位置是需要考慮的。
實(shí)際的電容由于存在寄生參數(shù)，可等效為串聯(lián)在電容上的電阻和電感，將其稱為等效串聯(lián)電阻（ESR）和等效串聯(lián)電感（ESL）。這樣，實(shí)際的電容就是一個(gè)串聯(lián)諧振電路，其諧振頻率為：
實(shí)際的電容在低于Fr的頻率呈現(xiàn)容性，而在高于Fr的頻率上則呈現(xiàn)感性，所以電容更象是一個(gè)帶阻濾波器。
10uF的電解電容由于其ESL較大，F(xiàn)r小于1MHz，對于50Hz這樣的低頻噪聲有較好的濾波效果，對上百兆的高頻開關(guān)噪聲則沒有什么作用。
電容的ESR和ESL是由電容的結(jié)構(gòu)和所用的介質(zhì)決定的，而不是電容量。通過使用更大容量的電容并不能提高抑制高頻干擾的能力，同類型的電容，在低于Fr的頻率下，大容量的比小容量的阻抗小，但如果頻率高于Fr，ESL決定了兩者的阻抗不會有什么區(qū)別。
電路板上使用過多的大容量電容對于濾除高頻干擾并沒有什么幫助，特別是使用高頻開關(guān)電源供電時(shí)。另一個(gè)問題是，大容量電容過多，增加了上電及熱插拔電路板時(shí)對電源的沖擊，容易引起如電源電壓下跌、電路板接插件打火、電路板內(nèi)電壓上升慢等問題。
6、時(shí)鐘信號的驅(qū)動(dòng)
理想的時(shí)鐘信號是一串無限連續(xù)的脈沖，除電平要求外，其邊沿應(yīng)非常陡峭，有些系統(tǒng)還要求時(shí)鐘具有50％的占空比。
從EMC的角度來看，理想的時(shí)鐘信號是一個(gè)輻射源，會產(chǎn)生很強(qiáng)的EMC干擾。在交換機(jī)系統(tǒng)中周期性的重復(fù)傳輸固定碼（比如54H碼）實(shí)際上也會產(chǎn)生EMC干擾并對相鄰信號線產(chǎn)生嚴(yán)重干擾。
之所以對時(shí)鐘信號進(jìn)行單獨(dú)討論是因?yàn)樵跀?shù)字系統(tǒng)中，整個(gè)系統(tǒng)的工作都以時(shí)鐘信號為參考，時(shí)鐘信號的優(yōu)劣直接關(guān)系到系統(tǒng)的工作質(zhì)量。時(shí)鐘信號從時(shí)鐘源出發(fā)、經(jīng)過驅(qū)動(dòng)、線路傳輸，最后到達(dá)負(fù)載端的時(shí)候，很難保持其在時(shí)鐘源時(shí)的模樣。在負(fù)載端看到的時(shí)鐘信號可能發(fā)生上升、下降沿的改變，也可能發(fā)生占空比的變化，還可能有到達(dá)不同負(fù)載的時(shí)間發(fā)生改變（相位變化）的問題等。
由于時(shí)鐘信號的占空比要求，對時(shí)鐘信號的驅(qū)動(dòng)需要認(rèn)真考慮。經(jīng)過不同系列的器件傳輸時(shí)，占空比的變化是不同的。這主要是因?yàn)楦鱾€(gè)系列的器件的轉(zhuǎn)換電平不同。比如，HC系列器件的轉(zhuǎn)換電平為其電源電壓的1/2，基本上在VIH/2；F系列等雙極型器件的轉(zhuǎn)換電平為1.4V，并不在VIH/2處。但對于3.3V系列的雙極型器件而言，1.4V的轉(zhuǎn)換電壓基本位于VIH/2處。
如下圖是對信號相關(guān)參數(shù)的定義：
其中：VT表示信號的開關(guān)門限電平，從4.8節(jié)集成電路的表中可以得知，不同系列集成電路其開關(guān)門限電平各不相同。可以看出，如果輸入信號的tr、tf足夠小的話，開關(guān)門限電平對信號占空比的影響就相應(yīng)小。
在需要多路時(shí)鐘信號的系統(tǒng)中或需要對時(shí)鐘進(jìn)行多級傳輸?shù)南到y(tǒng)中采用專用的時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器件是比較好的選擇。專用時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器件有較固定并且小的傳輸時(shí)延、各路輸出間的相位差很小、輸出信號具有較小的tr和tf （≤2ns-49FCT3805），并且其輸入僅為一個(gè)負(fù)載。而使用普通邏輯器件作為時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)來使用存在傳輸時(shí)延變化大、各輸出間相位差大等缺點(diǎn)。
為保證時(shí)鐘到達(dá)不同負(fù)載的相位相同，僅采用專用時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器件還不夠，還要考慮匹配、線長、負(fù)載等因素。可以采取以下一些措施來控制：
1、注意驅(qū)動(dòng)器的傳輸延遲；
2、在時(shí)鐘的傳輸路徑上使用相同的驅(qū)動(dòng)器；
3、平衡各路徑的線路延遲；
4、使用相同的線路匹配方法；
5、平衡各路徑的負(fù)載，有時(shí)可能需要在負(fù)載處增加電容來達(dá)到。
為減小時(shí)鐘信號的EMC，應(yīng)在電路設(shè)計(jì)或PCB布板時(shí)采取以下措施：
1、設(shè)計(jì)獨(dú)立的電源、地平面；
2、減小時(shí)鐘線與電源或地的距離；
3、使用小封裝器件；
4、減小時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器的tr/tf;
5、使用差分傳輸方式；
6、使用低壓傳輸如LVDS/GTL;
環(huán)境因素的考慮
7、靜電防護(hù)
抑制靜電干擾可從兩方面入手：避免靜電的產(chǎn)生；切斷靜電放電途徑。主要措施有：
n CMOS器件在使用時(shí)應(yīng)注意防靜電。其一是輸入引腳不能懸空，如果輸
入引腳懸空，在輸入引腳上很容易積累電荷。盡管CMOS器件的輸入端都有保護(hù)電路，靜電感應(yīng)一般不會損壞器件，但很容易使輸入引腳電位處于0～1V之間的過渡區(qū)域。這時(shí)，反相器的上、下兩個(gè)場效應(yīng)管均會導(dǎo)通，使電路功耗大大增加。其二是設(shè)法降低輸入電阻，可以在輸入引腳與電源或地之間接入一個(gè)負(fù)載電阻（1～10KΩ），為靜電電荷提供泄放通路。三是CMOS器件與長傳輸線連接時(shí)，通過TTL緩沖后再與長傳輸線相連。
1、控制環(huán)境濕度在45％～65％。靜電地產(chǎn)生與濕度有密切關(guān)系，環(huán)境越干
燥，越容易產(chǎn)生靜電。
2、機(jī)房鋪設(shè)防靜電地板。
3、焊接工具應(yīng)接地。
4、提高結(jié)構(gòu)件地絕緣能力并良好接地
8、熱設(shè)計(jì)
確定產(chǎn)品的運(yùn)行環(huán)境溫度指標(biāo)，確定設(shè)備內(nèi)部及關(guān)鍵元器件的溫升限值。一般說來，元器件工作時(shí)的溫度上升與環(huán)境溫度沒有關(guān)系，而民用級別的元器件的允許工作溫度大多在70~85℃，為了保證在極限最高環(huán)境溫度（50℃左右）下元器件的工作溫度還在其允許溫度范圍內(nèi)并有相當(dāng)?shù)娜哂喽龋O(shè)備內(nèi)部及元器件的溫升設(shè)計(jì)指標(biāo)定在15℃左右比較合適。在硬件單板設(shè)計(jì)時(shí)，首先應(yīng)該明確區(qū)分易發(fā)熱器件和溫度敏感器件（即隨著溫度的變化器件容易發(fā)生特性漂移、變形、流液、老化等），布PCB板時(shí)要對易發(fā)熱器件采取散熱措施，溫度敏感器件要與易發(fā)熱器件和散熱器隔開合適的距離，必要時(shí)要從系統(tǒng)的角度考慮采取補(bǔ)償措施。系統(tǒng)或子系統(tǒng)通過自然散熱（通風(fēng)、對流等）措施不能保證設(shè)備內(nèi)部及關(guān)鍵元器件溫升限值指標(biāo)得到保證時(shí)，需要采取強(qiáng)迫制冷措施。
9、EMC設(shè)計(jì)
電磁兼容（EMC）包括電磁干擾（EMI）和電磁敏感度（EMS）兩個(gè)方面。電磁兼容是指設(shè)備或系統(tǒng)在其電磁環(huán)境中能正常工作且不對該環(huán)境中任何事物構(gòu)成不能承受的電磁騷擾的能力。
要提升這種能力，有許多應(yīng)用課題要解決，如：電磁波的散射、透射、傳輸、孔縫耦合，各種干擾源的機(jī)理和特性，各種干擾參數(shù)的計(jì)算和測試，各種結(jié)構(gòu)的屏蔽效果，各種防護(hù)方法、測試方法、標(biāo)準(zhǔn)等等。對應(yīng)設(shè)計(jì)的方法也有多種，如：防靜電設(shè)計(jì)、防雷設(shè)計(jì)、防地電位升設(shè)計(jì)等等；一般從以下方面考慮，以保證產(chǎn)品的EMC特性：
1、靜電放電的防護(hù)。首先要阻止電流直接進(jìn)入電子線路，最普通的辦法就是建立完善的屏蔽結(jié)構(gòu)（必要時(shí)在外殼與電路之間增加第二層屏蔽層），屏蔽層接到電路的公共接地點(diǎn)上。對內(nèi)部的電路來說，如果需要與金屬外殼相連時(shí)，必須采用單點(diǎn)接地的方式，防止放電電流流過這個(gè)電路，造成傷害。
2、屏蔽。采用屏蔽的目的有兩個(gè)：一是限制內(nèi)部的輻射電磁能越過某一區(qū)域；二是防止外來的輻射進(jìn)入某一區(qū)域。主要對電場、電磁場、磁場進(jìn)行屏蔽（現(xiàn)實(shí)對磁場的屏蔽更難）。
3、接地。接地的目的一是防電擊，一是去除干擾。接地可分為兩大類，即安全接地與信號接地。接地時(shí)應(yīng)該注意：接地線愈短愈好、接地面應(yīng)具有高傳導(dǎo)性、切忌雙股電纜分開安裝、低頻宜采用單點(diǎn)接地系統(tǒng)、高頻應(yīng)采用多點(diǎn)接地系統(tǒng)、去除接地環(huán)路；
4、濾波。實(shí)際工作中，無法完全做好接地與屏蔽的工作。因此，會采用濾波（將不需要的信號去除）的方式來彌補(bǔ)不足，主要通過濾波電路來實(shí)現(xiàn)。在實(shí)際使用中，由于設(shè)備所產(chǎn)生的雜訊中共模和差模的成分不一樣，所采用的濾波電路也有變化，可適當(dāng)增加或減少濾波元件。具體電路的調(diào)整一般要經(jīng)過EMI測試后才能有滿意的結(jié)果。
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