移相全橋ZVS DC-DC變換器是目前應用最廣泛的軟開關電路之一。作為一種具有優(yōu)良性能的移相全橋變換器，其兩個橋臂的開關管均在零電壓軟開關條件下運行，開關損耗小，結構簡單，順應了直流電源小型化、高頻化的發(fā)展趨勢，因此在中大功率DC-DC變換場合得到了廣泛應用，而系統(tǒng)數(shù)字化控制可進一步提高系統(tǒng)的可靠性。數(shù)字化系統(tǒng)具備完整的可編程能力，它使程序修改、算法升級、功能移植都非常容易，相對于模擬控制方式具有明顯的優(yōu)勢。DC-DC變換器的數(shù)字化控制是當前的研究熱點之一。本文分析了主電路原理，采用TMS320LF2407作為主控芯片實現(xiàn)了ZVS DC-DC變換器的全數(shù)字控制，并給出了實驗結果。
1 主電路拓撲及工作原理
ZVS PWM DC-DC全橋變換器的主電路結構如圖1所示，其主要波形如圖2所示。由圖1可見，電路結構與普通雙極性PWM變換器類似。Q1、D1和Q4、D4組成超前橋臂、Q2、D2和Q3、D3組成滯后橋臂；C1～C4分別是Q1～Q4的諧振電容，包括寄生電容和外接電容；Lr是諧振電感，包括變壓器的漏感；T副方和DR1、DR2組成全波整流電路，Lf、Cf組成輸出濾波器，R1是負載。Q1和Q3分別超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通過調節(jié)移相角的大小來調節(jié)輸出電壓。由圖2可見，在一個開關周期中，移相全橋ZVS PWM DC-DC變換器有12種開關模態(tài)，通過控制4個開關管Q1～Q4在A、B兩點得到一個幅值為Vin的交流方波電壓；經(jīng)過高頻變壓器的隔離變壓后，在變壓器副方得到一個幅值為Vin／K的交流方波電壓，然后通過由DR1和DR2構成的輸出整流橋，得到幅值為Vin／K的直流方波電壓。這個直流方波電壓經(jīng)過 Lf和Cf組成的輸出濾波器后成為一個平直的直流電壓，其電壓值為Uo=DVin／K(D是占空比)。Ton是導通時間Ts是開關周期(T=t12- t0)。通過調節(jié)占空比D來調節(jié)輸出電壓Uo。
由波形圖可見，移相全橋電路控制方式的特點是：
①在一個開關周期Ts內，每個開關導通時間都略小于Ts／2，而關斷時間略大于Ts／2。
②同一個半橋中，上、下兩個開關不能同時處于開通狀態(tài)，每個開關關斷到另一個開關開通都要經(jīng)過一定的死區(qū)時間。
③比較互為對角的兩對開關管Q1、Q4和Q2、Q3的開關函數(shù)波形，Q1的波形比Q4的波形超前O～Ton／2時間，Q2的波形比Q3的波形超前0～Ton／2時間，因此Q1和Q2為超前橋臂，Q3和Q4為滯后橋臂。
2 控制芯片TMS320LF2407A
TMS320LF2407A是TI公司設計的一種數(shù)字信號處理器，具有接口方便、編程簡單、穩(wěn)定性好、精度高、方便以及可重復性等優(yōu)點。TMS320LF2407A部分功能如下：
①工作電壓3．3 V，有4種低功耗工作方式。電路設計時需考慮電平轉換，不要超過DSP的工作電壓。
②單指令周期最短為25 ns(40 MHz)，最高運算速度可達40MIPS，四級指令執(zhí)行流水線。低功耗，有利于電池供電的場合；而高速度非常適用于電動機的實時控制。
③擁有2個專用于電動機控制的事件管理器(EV)，每一個都包含：2個16位通用定時器，8個16位脈寬調制(PWM)輸出通道，1個能夠快速封鎖輸出的外部引腳／PDPINTx(其狀態(tài)可從COMCONx寄存器獲得)，可防止上下橋臂直通的可編程死區(qū)功能，3個捕捉單元，1個增量式光電位置編碼器接口。
④16通道10位A／D轉換器，具有可編程自動排序功能，4個啟動A／D轉換的觸發(fā)源，最快A／D轉換時間為375 ns。
⑤控制器局域網(wǎng)(CAN)2．0B模塊。
⑥串行接口SPI和SCI模塊。
⑦基于鎖相環(huán)的時鐘發(fā)生器(PLL)。
⑧41個通用I／O引腳。
⑨32位累加器和32位中央算術邏輯單元(CALU)；16位×16位并行乘法器，可實現(xiàn)單指令周期的乘法運算；5個外部中斷。
⑩1149．1-1990 IEEE標準的JTAG仿真接口。
⑾很寬的工作溫度范圍，普通級為-40～85℃，特殊級為-40～125℃。
3 系統(tǒng)的數(shù)字實現(xiàn)
圖3為變換器硬件結構框圖。由圖可見，系統(tǒng)采用閉環(huán)控制方式，將變換器兩側的電壓、電流經(jīng)霍爾檢測電路檢測并轉換成相應的電壓信號進行濾波，所得的反饋信號一方面送入DSP片內進行A／D轉換后進行閉環(huán)控制運算，同時送到故障保護電路。本系統(tǒng)電壓環(huán)采用PI調節(jié)器。數(shù)字PI調節(jié)器根據(jù)給定值和反饋信號值進行偏差調節(jié)，其輸出結果決定了超前、滯后臂之間PWM驅動波形移相角的大小，從而使控制量跟蹤給定量；DSP發(fā)出的驅動信號經(jīng)電平轉換電路進行電平轉換后，送到驅動芯片M57962L形成最終的IGBT驅動信號。故障保護電路則對電流、電壓反饋信號進行判斷、處理，在故障發(fā)生時給出故障信號并從軟件上置 PWM為無效方式，硬件上立即封鎖IGBT驅動，對系統(tǒng)進行保護。數(shù)碼管顯示電路由帶SPI接口的MAX7219和多位數(shù)碼管組成。MAX7219適合標準的SPI通信方式，同時還具有譯碼、驅動及數(shù)據(jù)鎖存功能。每片MAX7219能以掃描方式對4位數(shù)碼管進行智能化管理，大大降低了微處理器用于實時顯示的時間。
3．1 基于DSP的直接移相脈沖生成方法
移相是滯后臂驅動相對于超前臂驅動之間的一個周期性延時，其延時角即為移相角。設PWM1／PWM2驅動超前臂開關管，PWM3／PWM4驅動滯后臂開關管，每個橋臂上下兩管之間的驅動互補且?guī)绤^(qū)。在實現(xiàn)中可以固定超前臂的驅動在每一周期的T0時刻發(fā)出，那么只要延遲移相角φ對應的時間再發(fā)生全比較事件則可以得到滯后臂的驅動，可以實現(xiàn)O°～180°范圍內的自由移相。由圖4可見，定時器T1的計數(shù)方式為連續(xù)增減模式，在計數(shù)器T1CNT=0和 T1CNT=T1PR時分別更新CMPR1和CMPR2的值，這一過程可以分別在T1的下溢中斷和周期中斷中完成。設移相角φ對應的延遲時間為Td，顯然在0～T/2、T／2～T時間段內，CMPR1、CMPR2值的關系可分別表示如下：
Kp2，其程序流程如圖6所示。
4 實驗結果
根據(jù)前述方案搭建了實驗系統(tǒng)，實驗中采用三菱公司的智能功率模塊(IPM)PM200DSA120作為逆變器的主開關器件。它抗干擾能力強、開關速度較快，功耗較低，具有驅動電源欠壓保護、橋臂對管互鎖保護、過流保護以及過熱保護等功能。開關頻率為fs=10 kHz，開通時間為ton。=1．4μs，關斷時間為toff=2．Oμs。實驗波形如圖7至圖9所示。圖7為PWM1、PWM2的互補波形，由圖可知，它們之間存在死區(qū)，該死區(qū)是可編程的，可根據(jù)實際情況來確定。圖8為PWM1、PWM3之間的移相15°的波形，該移相角可通過程序來控制，根據(jù)給定及負載的大小進行自動調節(jié)。圖9為T1管的驅動波形，正電壓大約為15 V，負電壓大約為9 V。
5 結 論
本文研究的是移相全橋全數(shù)字ZVS DC／DC變換器，具體分析了它的工作原理，給出了其數(shù)字實現(xiàn)方案，并進行了實驗。實驗結果說明了方案的可行性。基于DSP的移相全橋全數(shù)字ZVS DC／DC變換器結構簡單，工作可靠，易于實現(xiàn)，調試方便，功能完善，動靜態(tài)性能與模擬變換器一樣好，有很好的應用前景。
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