驅動變壓器的恢復
在驅動MOS晶體管Q2導通期間的開始部分，D1和S2將導通。但是當Ql已經關斷并且基—射結間的恢復電流已經變?yōu)榱愕臅r候，在繞組P2的電壓通過R1使Dl和S2反偏關斷。所有繞組在開始時都變?yōu)樨摚瑫r在繞組P2中會形成電流，使磁心復位到負飽和狀態(tài)。
在飽和狀態(tài)，流過Q2和P2的電流只通過電阻Rl進行限流，所有繞組上的電壓都為零，同時電路也復位到準備狀態(tài)從而給下一個導通周期做準備。
s1和S2之間應該只有非常少量漏感的要求似乎與變壓器原邊—副邊之間的隔離以及漏電距離的要求有矛盾。在離線開關電源應用中，Tl用來作為一個原邊—副邊之間的電路隔離，變壓器需要比只對功率有要求的變壓器大一些。
寬范圍比例驅動電路
如圖1. 16.1所示電路中，如果它的輸入電壓和負載的范圍都較大，那么它將會有一些局限性，具體敘述如下。
當輸入電壓很低時，工作周期將會變大，同時Ql的導通時間會遠超過整個通斷時間的50%。甚者，如果負載范圍內允許的最輕負載較小，那么輸出濾波網絡中的Ll就相對大到可以保持連續(xù)導通。在這種條件下，調整管的集電極電流小而導通時間長。
在這個長導通期間內，mos驅動變壓器Tl產生磁化電流，因為繞組S1兩端出現了恒定的Ql基射電壓vbe由于在此期間驅動變壓器是一個電流變流器，因此該磁化電流是輸出電流的一部分。所以這個預期的比例驅動的比值在整個長的導通期間內并不是保持不變的。在此期間的結束部分，mos驅動能力下降。為了減少它的影響，要求驅動變壓器Tl有大的電感值。
但在導通期間結束時，Q2必須要在余下的短關斷期間復位驅動變匝器的磁心。為了達到快速復位，繞組P2中每匝繞組的電壓要大，可以選用P2匝數少且采用大復位電流的方法，也可選用大的輔助電源電壓。無論用哪種方法，在Rl上將會產生較大的功耗。
因此，必須在電感匝數與輔助電壓之間做出折中的選擇，這在高頻情況下，電感匝數與輔助電壓之間是很難針對寬范圍的控制做出優(yōu)化的，而在圖1. 16.2中的電路可以解決這個矛盾。
在圖1. 16.2的電路中，當Q2關斷時，電源通過Rl和Q3對Cl快速充電，Q3通過其基極驅動電路P2、D2和R2強行導通。在Q2關斷和Ql導通時，所有繞組同名端的極性都為正。
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